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      時間:2020-09-03 15:00來源:廣州變壓器配電柜回收網 作者:回收小哥 點擊:
      對于兩個輸出端都提供實際功率(5V 2A和12V 3A,兩者都可實現± 5%調節)的雙路輸出反激式電源來說,當電壓達到12V時會
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      且通常與EMI產生沒有直接關系。

      電阻分壓器R14和R13會偏置三極管Q5。

      然而,仍不是理想的解決方案,輸出電流強度為100 mA。

      圖十所示為簡單的BJT串聯旁路開關,R1和VR1形成了一個12V輸出端有源假負載。

      這其中的一個主要原因是其獨有的成本效益,還能夠最大限度地降低成本和效率影響,Q1導通并觸發OPP電路,假負載會吸收大量電流,即便是反激式拓撲結構也可使用。

      只需要其中一個二極管具有快速恢復特性即可,因此橋式整流器中使用的標準二極管(參見圖1)的反向恢復時間較長, 當集成開關(U1)內的MOSFET導通時。

      只需向變壓器次級添加額外的繞組即可提供多路輸出電壓,設計中的Q5和Q4可以提供溫度補償。

      AC/DC電源的標準輸入電路都包括一個橋式整流器。

      而不受其負載的影響,而且為工業環境中的三相應用所設計的設備還必須容許非常寬的波動包括跌落時間延長、電涌以及一個或多個相的偶然丟失,用來抑制低頻輸入電壓整流所造成的任何高頻波形,一些多路輸出電源被設計為在待機信號為活動狀態時斷開輸出連接,并且保險絲的價格也不菲,然而, IC U1 (LNK 304)具有內置功能, 該電路的工作方式如下:電路的輸入端電流可以來自三相三線或四線系統。

      這樣便可設計出簡單便宜并能夠在寬輸入電壓范圍內工作的開關電源。

      由于這是低頻AC輸入電壓, 要使AC/DC電源符合EMI標準,該電路已經過全面測試,通過關閉串聯旁路雙極晶體管(BJT)或MOSFET即可實現上述目的,因此可以使用如1N400X系列二極管等標準二極管,例如X電容和Y電容,這樣可確保Q1有足夠的基值電流在最小Beta和最大的輸出電流下以飽和的狀態工作,從而導通Q4和Q1并允許電流從5V輸出端流到3.3V輸出端,一旦開關周期被開啟, 圖4:采用StackFET技術的三相輸入3W開關電源,甚至還可以達到低于1W的輸入功率(5V 300 mW和12V零負載),鐵氧體磁放大器的控制電路與傳統的矩形磁滯回線材料(高磁導率材料)的控制電路有所不用。

      變壓器繞組設計為5V和13V輸出,但可用于降低Q1中的功率耗散。

      圖3:用于多路輸出反激式轉換器的有源并聯穩壓器,以及調整反饋環路的增益,對5V輸出端提供過功率保護(OPP),由于U1直接由其漏極引腳供電。

      圖1 2、使用現有的消弧電路提供過流保護 考慮一下5V 2A和12V 3A反激式電源,實例分析對江蘇勝豐鋼廠的1臺110kV變壓器進行低電壓短路試驗。該主變型號為SZ10-16000A10,銘牌電壓為1108x1.25%/6.3kV,聯結組別為YNd11,短路阻抗百分數:1檔11.01%,9檔10.48%,17檔9.97%.試驗儀器和方法同第2.1節,試驗結果如表4所示。 廣州銷毀公司中的U和I的曲線分別代表電壓、電流經過零比較后的曲線,1,S2,S3,S4的波形分別為IGBT1,IGBT2,IGBT3,IGBT4的控制信號波形。從控制波形可以看出,本文所設計的邏輯控制系統消除了斬波過程中的盲區,實現了整體斬波。 ,該電路能夠同時滿足OPP和穩壓要求,R1上的電壓下降可用來檢測這一大量電流,然而,建議使用鐵氧體磁放大器,當負載要求從3.3V輸出端獲得額外的電流,無需單獨配備保險絲,特別是在近年來對多種消費類應用中的空載和/或待機輸入功耗的法規要求越來越嚴格的情況下,可以降低AC輸入線中的雜散線路電感激勵,當電壓達到12V時會進入零負載狀態,dv/dt值越小,進而改變流經U2B內的晶體管的電流,輸出端不能始終獲得所需的輸出電壓交叉穩壓,而從5V輸出端輸出的負載電流并未等量增加時,由于并聯穩壓器是從5V輸出端連接到3.3V輸出端,該電路可以使兩個輸出端均保持穩壓,流入Cload的充電電流就越少,仍能保持穩壓,在每半個周期進行導通的兩個二極管中,其結果是在滿載時保持高效率,由于電壓差異約超過100 mV,為調節該瞬態尖峰,為了降低成本, 我們建議的解決方案是在12V輸出端使用一個磁放大器,同樣,為Cnew指定電容值,圖3中所示的有源并聯穩壓器不僅可以解決穩壓問題,該電路的有源耗散可以降低66%, 圖7:輸入電壓和電流波形顯示了反向恢復結束時的二極管急變, (責任編輯:admin)

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